在電路中選擇運算放大器(運放)來實現(xiàn)某一特定功能時，最具挑戰(zhàn)性的選擇標(biāo)準(zhǔn)之一是輸出電流或負(fù)載驅(qū)動能力。運放的大多數(shù)性能參數(shù)通常都會在數(shù)據(jù)手冊、性能圖或應(yīng)用指南中明確地給出。設(shè)計者須根據(jù)輸出電流并同時參考運放的其他各類參數(shù)，以滿足數(shù)據(jù)手冊中所規(guī)定的產(chǎn)品性能。不同半導(dǎo)體制造商所提供的器件之間，甚至同一家制造商所提供的不同器件之間的輸出電流都存在很大區(qū)別，這使得運放的設(shè)計和應(yīng)用變得更加復(fù)雜。本文將通過一些實例講解如何根據(jù)運放的性能參數(shù)對所需進(jìn)行設(shè)計的電路的驅(qū)動能力進(jìn)行評估，從而幫助設(shè)計者確保自己所選擇的產(chǎn)品，在所有情況下都具有足夠的負(fù)載驅(qū)動能力。
哪些因素影響驅(qū)動能力
輸出驅(qū)動能力是一系列內(nèi)部和外部設(shè)定值或條件的函數(shù)。輸出級的偏置電流、驅(qū)動級、結(jié)構(gòu)和工藝都屬于內(nèi)部因素。一旦選擇了一種器件來實現(xiàn)某一特定的功能，設(shè)計者就無法再改變這些影響輸出驅(qū)動能力的內(nèi)部條件。大多數(shù)低功耗運放的輸出驅(qū)動能力較差，其中一個原因就是它們的輸出級的偏置電流較小。另一方面，高速運放通常具有較高的驅(qū)動能力，可滿足高速電路的低阻要求。高速運放通常具有較高的電源工作電流，這也會提高輸出驅(qū)動能力。
傳統(tǒng)上，集成化PNP級比NPN晶體管的性能要差。在這樣的工藝下，PNP輸出晶體管與NPN相比，越低的β值，意味著輸出驅(qū)動能力會不平衡。滿擺幅輸出的運放通常會將晶體管的集電極作為輸出管腳，性能較差的PNP管會導(dǎo)致提供源電流(source current)的能力比提供阱電流(sink current)的能力差。對于非滿擺幅器件，情況恰好相反，由于大多數(shù)器件使用PNP晶體管的發(fā)射極輸出，大大地影響了阱電流特性，因此它們輸出阱電流的能力較差。而且，當(dāng)估計器件的輸出電流能力時，器件之間的性能波動也應(yīng)考慮在內(nèi)。因此設(shè)計者在基于"典型的"數(shù)據(jù)手冊規(guī)范選擇器件的同時，還必須考慮"限值"和"最小"規(guī)范，以確保所使用的每個器件在生產(chǎn)時都具有足夠的驅(qū)動能力。
除上面所列的內(nèi)部因素之外，一些外部因素也會影響驅(qū)動能力。其中一些能夠被控制，以優(yōu)化輸出驅(qū)動能力，而其余的就很難控制。下面列出了影響輸出驅(qū)動能力的外部因素：相對于相應(yīng)電源電壓的輸出電壓余量(相對于電源電壓的差值);輸入過驅(qū)動電壓;總電源電壓;直流與交流耦合負(fù)載;結(jié)溫。
輸出驅(qū)動能力通常以輸出短路電流的形式給出。此時，制造商指定當(dāng)輸出接地(在單電源供電的情況下為1/2電源電壓，稱作"Vs/2")時所能提供的電流值。制造商可能會提供兩個數(shù)值，一個代表源電流(通常前面會有"+")，另一個代表阱電流(通常前面會有"-")。在負(fù)載上電壓擺幅很小的應(yīng)用中，輸出級驅(qū)動器相對于電源電壓(源電流為V+，漏電流為V-)會有很大的電壓差，此時用戶能夠使用這一數(shù)據(jù)來有效地預(yù)測此運放的性能。試想運放帶一個很大負(fù)載并且該負(fù)載被一個接近地(或在單電源情況下為Vs/2)的電壓驅(qū)動的情況。如果放大級的負(fù)載是逐步變化的，能向負(fù)載提供的電流將與運放數(shù)據(jù)手冊中"輸出短路電流"所給出的電流值一致。一旦輸出開始隨之改變，將發(fā)生兩個情況：運放的輸出電壓余量減小;運放的輸入過驅(qū)動電壓減小。
由于前一個原因所能提供的輸出電流將減小，這還與運放的設(shè)計有關(guān)，如后者中所述，過驅(qū)動電壓的減小也會引起輸出電流的減小。
另一種更有用的確定電流能力的方法，是使用輸出電流和輸出電壓圖。圖1顯示了美國國家半導(dǎo)體公司的LMH6642的輸出電流和輸出電壓圖。對于大多數(shù)器件，通常會對源電流(圖1a)和阱電流(圖1b)這兩種情況分別給出一張圖。
圖1：LMH6642的輸出特征。
使用這種圖，就能夠估算出對于給定的輸出擺幅運放所能提供的電流。這些圖由半導(dǎo)體制造商提供，用來顯示放大器的輸出電流能力與輸出電壓之間的關(guān)系。
請注意，在圖1中，描述了"來自V+的Vout"與輸出源電流的關(guān)系，以及"來自V-的Vout"與輸出阱電流的關(guān)系。用這種方法來表示數(shù)據(jù)的原因之一是，和輸出電壓相對于地的表示方法相比，它能被更容易地應(yīng)用于單電源或雙電源操作。另一個原因是由于電壓余量比總
的電源電壓對于輸出電流的影響要大得多，因此對于任意的電源電壓，即使在數(shù)據(jù)手冊上找不到精確對應(yīng)的條件，這種數(shù)據(jù)手冊示方法也能使設(shè)計者通過一組最接近的曲線來進(jìn)行粗略的計算。
圖1能夠用來預(yù)測一個給定負(fù)載上的電壓擺幅。如果坐標(biāo)軸是線性的，設(shè)計者只需要在圖1的特征曲線上加上一條負(fù)載曲線，通過這兩條曲線的交點就能確定電壓擺幅。但如圖所示，很多情況下，尤其當(dāng)運放是滿擺幅輸出時，兩條坐標(biāo)軸都使用對數(shù)坐標(biāo)，以使得在輸出電流很小、輸出只有幾毫伏的情況下，曲線也能有較好的分辨率。在對數(shù)坐標(biāo)下，負(fù)載曲線不再是一條簡單的直線，將不容易畫出。那么如何才能預(yù)測一個給定負(fù)載的輸出擺幅呢?
如果設(shè)計師愿意花些時間在器件性能和外部電路要求之間反復(fù)進(jìn)行擺幅預(yù)測，會得到一個十分精確的結(jié)果。這里，我將利用一些實例說明如何進(jìn)行這種預(yù)測。
圖2：預(yù)測給定負(fù)載上的輸出電壓擺幅的實例。
考慮如圖2a的應(yīng)用，其中LMH6642被用來驅(qū)動一個RL=100Ω并與Vs/2(1/2電源電壓)相連的負(fù)載。假設(shè)此情況下LMH6642的輸出被偏置在Vs/2或5V：
問題是設(shè)計師能夠使用圖1中所示的LMH6642的數(shù)據(jù)來估計可能的最大輸出擺幅嗎?答案是肯定的。
為了估計擺幅，要創(chuàng)建一張表(表1)，它由輸出擺幅的初始猜測值開始(第2列)，接著是對猜測值的一系列修正(比較第3列和第5列，結(jié)果由第6列顯示)。
表1： 使用迭代來預(yù)測圖2a的輸出擺幅(LMH6642)。
重復(fù)這一過程，直至在所給的條件下，器件特性與負(fù)載要求一致，便在第2列的底部得到了最終的結(jié)果，這樣就完成了對擺幅的估算。因此，表1中的反復(fù)結(jié)果顯示，圖2a中的電路能在100Ω的負(fù)載上產(chǎn)生最高8.75V的電壓。轉(zhuǎn)換成峰峰值是7.5VPP{=(8.75-5)V x 2=7.5VPP}。
下面列出了表1中所使用方法的一些注意事項：對于圖2a中的電路，只能提供源電流。因此，只使用了圖1a。在每種情況下，在圖1中假設(shè)最差的溫度情況來計算第5列的數(shù)值。第5列中的數(shù)值是在圖1a中將第4列的值作為y軸，然后從圖中讀出的。第2列中的最終結(jié)果，也就是第4次迭代的值，還是一個近似解，因為第3列(87.5mA)中的數(shù)值仍比第5列(90mA)低。但是，圖中的分辨率已經(jīng)不允許再對這個結(jié)果進(jìn)行細(xì)調(diào)。
現(xiàn)在我們對剛才討論的實例稍做變化，假設(shè)LMH6642的輸出負(fù)載不變，但信號經(jīng)過交流耦合的情況，如圖2b所示。預(yù)測輸出擺幅的方法與前面相同，只是由于交流耦合負(fù)載只能"看到"信號的擺幅，輸出電壓的直流分量(偏置)被交流耦合電容阻擋，因此表中的一些條目(第3列)需要被修改。此外，還要注意交流耦合負(fù)載需要LMH6642的輸出能接受和提供電流(與圖2a中只需要輸出提供電流的應(yīng)用不同)。因此，選擇源電流和漏電流特征中較小的一個數(shù)值，填入表2中的第5列。
表2：使用迭代預(yù)測圖2b的輸出擺幅。
第2列中的最終結(jié)果(9.6V)對應(yīng)于交流耦合負(fù)載上9.2VPP{=(9.6-5)V*2=9.2Vpp}的輸出擺幅，像所預(yù)期的那樣，要比前面所討論的直流耦合負(fù)載的實例中的值(7.5VPP)大，原因是沒有直流負(fù)載。
使用這些可選的輸出能力圖估算擺幅的過程，與前面給出的實例十分相似，都是使用反復(fù)方式對初始的猜測值進(jìn)行細(xì)調(diào)。
如何測量輸出參數(shù)
運放數(shù)據(jù)手冊中的輸出參數(shù)通常用一些根據(jù)合理數(shù)量的單位計算出的圖來表示。數(shù)據(jù)手冊中的圖可以說是屬于"線性"工作區(qū)，因為它們顯示的是閉環(huán)工作條件下的典型特征。當(dāng)然，大多數(shù)運放是在閉環(huán)條件下工作的，但是在某些特定的應(yīng)用中，也需要在開環(huán)條件下工作。這意味著運放不能像通常那樣，保持輸入端之間的電壓差為0。這是由于快速的輸入變化要求運放的輸出在很短的時間內(nèi)改變。這就是說，環(huán)路是開放的，同時輸出向最終值變化，在這段時間內(nèi)，輸入端之間會有一個很大的電壓差。一旦達(dá)到最終的輸出值，輸入電壓差又會再次減小到非常接近于0V(即輸出電壓除以運放很大的開環(huán)增益)。
像前面所解釋的那樣，一些運放由于架構(gòu)的原因，在"開環(huán)"條件下能明顯地提供更高的電流。但是在被用來在一個負(fù)載上維持一定量的電壓擺幅這樣的穩(wěn)定正常的閉環(huán)條件下，輸出電流能力必須在很小的輸入過驅(qū)動電壓條件下被確定。輸入過驅(qū)動電壓要大于運放輸入級的輸入失調(diào)電壓，但不能太大，否則會影響電流能力。
為了得到輸出特征圖，制造商會使用開環(huán)或閉環(huán)結(jié)構(gòu)進(jìn)行測量。只要遵循輸入過驅(qū)動電壓的要求，得到的結(jié)果是相同的。如圖3a所示，在測量開環(huán)輸出電流時，待測器件(DUT)的輸出連接一個可變的電流源(或電流沉)發(fā)生器(Go)，并由雙電源供電。
圖3：測量輸出特征。
只需在輸入端施加足夠的差分電壓，來克服輸入失調(diào)電壓并"產(chǎn)生"輸出(對于源電流能力的測試，朝向正電源;對于輸出阱電流的測試，朝向負(fù)電源)。此電壓被稱作"輸入過驅(qū)動電壓"(VID)。大多數(shù)運放需要大約20mV左右的輸入過驅(qū)動電壓來達(dá)到完全電流輸出能力。為了支持較小的輸出失真，在指定輸出電流時，輸入過驅(qū)動電壓應(yīng)小于+/-20mV。在這些條件下，輸出電流源(電流阱)發(fā)生器可以在適當(dāng)?shù)姆秶鷥?nèi)進(jìn)行掃描，并且記錄每個掃描點的輸出電壓。將輸出電壓(直接給出或是與之對應(yīng)的電源電壓之間的關(guān)系)與對應(yīng)的發(fā)生器的輸出電流畫在圖上，就得到了輸出特征圖。如果允許電流源(電流阱)發(fā)生器提供一個足夠大的電流，最終得到的點的輸出電壓會精確地等于V+和V-之和的1/2(在電源對稱的系統(tǒng)中就是地)。這一點對應(yīng)的電流值就是數(shù)據(jù)手冊上的"輸出短路電流"，大多數(shù)運放的數(shù)據(jù)手冊中通常會提供這個數(shù)值。如圖1所示，輸出短路電流大約為100mA，與之相對應(yīng)的縱軸坐標(biāo)為5V(對于+/-5V的電源)。
圖3b中的設(shè)置與圖3a中的相似，也能被用來測量輸出特征。兩種設(shè)置的差別在于，在圖3b的電路中，DUT的環(huán)路通過RF和RG閉合。為了測量一個給定VOUT下的輸出電流能力，需要設(shè)置適當(dāng)?shù)腣IN來得到所需的VOUT。Go會一直增大直到達(dá)到所需的輸入過驅(qū)動電壓(VID)(通常小于+/-20mV，并大于輸入失調(diào)電壓，其值可以通過VOUT的下降(ΔVOUT)測得)。RF和RG的數(shù)值已知情況下，輸入過驅(qū)動電壓(VID)與VOUT下降之間的關(guān)系為：
VID= ( VOUT/(1+RF/RG)，其中( VOUT是由于Go增大所引起的VOUT的變化
例如，當(dāng)RF=10K、RG=1K時，如果Vin =-0.3V，則輸出將為3V。所需的20mV的輸入過驅(qū)動電壓對應(yīng)于由Go的電流變化所引起的輸出電壓220mV{=20mV * (1+10)= 220mV}的改變，或VOUT= 2.78V。
值得注意的是，一些專門為低功耗應(yīng)用所設(shè)計的高壓擺率的電壓反饋運放，在前端使用了"壓擺率增強"電路。這樣能使運放節(jié)省功耗，并產(chǎn)生高速的大信號輸出擺幅(換句話說就是高壓擺率)。例如美國國家半導(dǎo)體公司的兩款高速運放LM7171和LMH6657。為了達(dá)到上述目的，大輸入擺幅增加了向內(nèi)部補償節(jié)點的電容所提供的電流，這一電容通常是用來限制運放壓擺率的。因此，這一類器件的壓擺率與輸入過驅(qū)動電壓相關(guān)。
圖4：LMH6657的壓擺率與輸入過驅(qū)動電壓的關(guān)系反映出壓擺率的增強。
圖4是LMH6657數(shù)據(jù)手冊中所給出的壓擺率與輸入過驅(qū)動電壓的函數(shù)關(guān)系。
因此，在輸入過驅(qū)動電壓和輸出壓擺率較大的情況下，這類器件的輸出電流能力也得到了提高。
圖5：兩個不同的輸入過驅(qū)動電壓下，LMH6657的輸出提供電流特征。
圖5顯示了在兩個不同的輸入過驅(qū)動電壓下，LMH6657的輸出提供電流能力(IOUT)與輸出電壓之間的關(guān)系，從中可以看出，較大的輸入過驅(qū)動電壓增大了輸出電流(圖中表現(xiàn)為對于相同的IOUT，輸出電壓到電源電壓的余量要小)。這里沒有給出接受電流特征，但結(jié)果是相似的。
與常規(guī)的電壓反饋運放相比，更需要確保這類器件的輸出特征被正確地理解。通過增大輸入過驅(qū)動電壓能夠得到額外的輸出驅(qū)動能力。但是，當(dāng)進(jìn)行像在負(fù)載上維持一個穩(wěn)態(tài)擺幅這樣的失真很小的閉環(huán)工作時，卻需要很小的輸入過驅(qū)動電壓(前面已經(jīng)提到過<+/-20mV)。在輸入過驅(qū)動電壓很大的條件下指定的輸出能力只能用于瞬態(tài)行為，此時輸出尚未達(dá)到最終值，一旦輸出達(dá)到最終值，輸入過驅(qū)動電壓就會下降到20mV以下。因此，當(dāng)在穩(wěn)態(tài)輸出電流而不是瞬態(tài)行為十分重要的應(yīng)用中，評估這類器件的性能時，需要注意輸入過驅(qū)動條件。
電流反饋(CFB)運放的輸出特征的測量方法與上面所給出的方法十分相似。圖6顯示了進(jìn)行這一測量時所使用的設(shè)置。
圖6：測量CFB運放的輸出特征。
CFB的結(jié)構(gòu)是由一個位于正向和反向輸入端之間增益為1的緩存器構(gòu)成的，電阻RG使得電流能夠流過反向端口。設(shè)置VIN的值大于輸入失調(diào)電壓，電流就會從反向輸入端口流出，并且輸出會向正電源電壓V+增長(即會盡可能地靠近V+)。像前面所解釋的電壓反饋(VFB)運放的情況一樣，電流發(fā)生器Go會對一系列適合DUT的電流值進(jìn)行掃描，得到輸出提供電流能力與輸出電壓之間的關(guān)系。通過顛倒VIN的極性并將Go設(shè)置成向DUT的輸出管腳提供電流，就能夠確定接受電流能力。注意，對于CFB結(jié)構(gòu)，輸入過驅(qū)動電壓對于輸出特征的影響比VFB結(jié)構(gòu)要小。
輸出能力和運放的宏模型：
美國國家半導(dǎo)體公司向用戶提供的Pspice宏模型，能夠很好地預(yù)測運放的許多參數(shù)，輸出特征是其中之一。對于我們一直在討論的LMH6642，圖7給出了由美國國家半導(dǎo)體公司的Pspice模型所預(yù)測的輸出特征。
在建立Pspice宏模型時，我們力圖使圖7中所示的模型曲線與圖1中所示的典型的器件特性相符合。但是，仔細(xì)觀察就會發(fā)現(xiàn)，?
7中的曲線與圖1中的典型特征曲線相比還是過于理想化。對于我們努力想要建模的參數(shù)來說，Pspice宏模型只能提供"有限的"精度。此外，通常而言，Pspice的輸出電流模型，沒有包括內(nèi)置壓擺率增強特性的器件中過度的輸入過驅(qū)動電壓會增強輸出驅(qū)動能力的效應(yīng)。
只要運放的宏模型中包括了這一行為，使用Pspice模擬能夠直接快速地估計出一系列電阻負(fù)載上的輸出電壓擺幅(而不是像圖7中顯示的輸出能力)。當(dāng)LMH6642工作于圖1A所示的電路條件下，附錄B中所示的Pspice仿真文件是一種得到一系列電阻負(fù)載上的最大輸出擺幅的可行方法(電阻范圍為60~100歐姆，步長為10歐姆)。圖8顯示了Pspice所產(chǎn)生的結(jié)果圖。
從這幅圖中，設(shè)計者能夠直接讀取所指定的不同負(fù)載的輸出電壓擺幅，并畫出如圖9所示的擺幅與負(fù)載的關(guān)系圖。對于一個100歐姆的負(fù)載，將Pspice所預(yù)測的9.48V的擺幅(如圖9所示)與前面的迭代分析所預(yù)測的8.75V(如表1所示)的擺幅進(jìn)行比較。當(dāng)將Pspice的結(jié)果與數(shù)據(jù)表上的典型規(guī)格進(jìn)行比較時，出現(xiàn)大約8%的差距是很普遍的情況。 |
